|
СХЕМЫ---->
Полезная схемотехника. статьи № 1-50
Интегральные компараторы напряжения.
Б. УСПЕНСКИЙ
Компараторы осуществляют переключение выходного напряжения, когда изменяющийся входной сигнал становится выше или ниже определенного уровня. Компараторы принадлежат к классу формирователей, предназначенных для перехода от аналоговых сигналов к цифровым. Поэтому оконечные каскады компараторов обычно конструируются таким образом, чтобы выходное напряжение соответствовало бы принятым логическим уровням распространенных цифровых микросхем.
Если включить операционный усилитель (ОУ) без обратной связи так, как это показано на рис. 1 для распространенной микросхемы К553УД1А, и подать на один вход сигнал Uвx, а на другой — постоянный уровень опорного напряжения Uoп, то выходное напряжение Uвых скачком изменяется от максимального до минимального (или наоборот), когда сигнал проходит заданный на другой вход уровень сравнения.
Рис. 1. Компаратор сигналов, выполненный на ОУ: а — включение ОУ; б — выходной сигнал
В приведенной схеме выходное напряжение соответствует уровням логической 1 и логического 0 цифровых ТТЛ-микросхем, для чего использованы вспомогательный источник напряжения +3 В и ограничитель на кремниевых диодах VD1, VD2. Если поменять местами Uвх и Uoп, изменится порядок переключения выходного напряжения. Благодаря высокому коэффициенту усиления ОУ схема переключается при очень малой разности напряжений входного сигнала
и постоянного уровня, т. е. сравнение двух напряжений происходит с высокой точностью.
Более простой компаратор с такими же выходными сигналами можно построить на ОУ К553УД2 по схеме рис. 2.
Рис. 2. Компаратор на ОУ К553УД2
Здесь амплитуда выходного напряжения ограничивается с помощью стабилитрона VD1, подключаемого ко второму каскаду усиления.
Регенеративный компаратор —это устройство с положительной обратной связью, обладающее гистерезисной характеристикой выход-вход. Если выход компаратора на рис. 1,а соединить с неинвертирующим входом через резистор 10 МОм (10 7), то при наличии резистора R2= 10кОм (104) получим напряжение гистерезиса (мВ)
Вводить гистерезис в компаратор целесообразно в том случае, когда сигнал поступает на фоне помех. После переключения возврат в исходное состояние произойдет лишь тогда, когда сигнал уменьшится на величину Uг, т. е. будет запас на помехоустойчивость. Регенеративный компаратор является аналогом триггера Шмитта, а также служит основой для построения мультивибраторных устройств.
При переключении до уровня +4 В время нарастания выходного сигнала у компаратора, построенного на типовом ОУ с полосой единичного усиления около 1 МГц, составляет примерно 0,5... 1 мкс при превышении сигналом опорного напряжения на 10 мВ, а время задержки достигает 3...5 мкс. Такое быстродействие недостаточно для цифровых устройств. Поэтому был разработан ряд интегральных микросхем — дифференциальные компараторы сигналов.
Интегральные компараторы напряжения представляют собой специализированные ОУ с двумя входами и цифровым выходом, иногда с двумя выходами противоположного знака на стандартных уровнях 1 и 0 цифровых микросхем. Сокращая амплитудный диапазон выходного сигнала и принимая меры для предотвращения глубокого насыщения каскадов, удается повысить быстродействие компаратора. Отсутствие частотной коррекции препятствует использованию компараторов в линейном режиме.
Приводим перечень выпускаемых отечественной промышленностью интегральных микросхем — компараторов напряжения с кратким указанием их отличительных особешюстей (время задержки, потребляемая мощность и др.).
Таблица 1
Из приведенных в табл. 1 интегральных компараторов наиболее интересны с точки зрения универсальности применения компаратор К554СА3А (Б) и сдвоенный компаратор К554СА1.
Упрощенное изображение схемы компаратора К554САЗ дано на рис. 3.
Рис. 3. Упрощенная внутренняя схема компаратора К554СА3
Из четырех усилительных каскадов первый на p-n-р транзисторах VT1 и VT2 работает как буферный, причем электропрочность транзисторов обеспечивает возможность подачи на входы напряжений от —Еп до +ЕП без опасности вывода компаратора из строя. Два последующих дифференциальных каскада на транзисторах VT3 — VT6 усиливают сигнал. На оконечный транзистор VT11 сигнал передается усилительным транзистором VT9, a VT10 с датчиком тока R10 предотвращают перегрузку транзистора VT11. Нормальный ток нагрузки компаратора — до 50 мА. Сама нагрузка может быть подключена либо в цепь коллектора между выводом 9 и источником положительного напряжения при замыкании вывода 2 на общий провод питания или на —Еп, либо в цепи эмиттера между выводом 2 и источником отрицательного напряжения, а если его нет — общим проводом питания. При этом вывод 9 следует соединить с плюсом питающего напряжения. В первом случае каскад на транзисторе VT11 является усилительным с общим эмиттером, во втором — эмиттерным повторителем. Максимальная разность напряжений не должна превышать: между выводами 11 и 6 -36 В, 9 и 6 - 50 В, 2 и 6 -30 В, 3 и 4 — ±30 В. Вывод 2 может присоединяться к любому напряжению, находящемуся между потенциалами +ЕП и —Еп, или замыкаться с выводом 6 при работе микросхемы от одного источника питания. Таким образом, компаратор К554СА3А (Б) может работать как от напряжений ± 15 В, используемых обычно для ОУ, так и от единственного источника +5 или +9 В, от которого питаются цифровые ТТЛ- или КМОП-микросхемы. Важной особенностью является также сохранение работоспособности при сравнении входных напряжений, не доходящих до — Еп или до нуля при однополярном питании всего лишь на 0,3...0,5 В. В связи с этим применение компаратора, может быть разнообразным, и его можно непосредственно расположить на плате любого аналогового или цифрового блока. Такой гибкости применения сопутствует также и то обстоятельство, что компаратор К554СА3 является высокоточным, обладающим коэффициентом усиления не менее 150 000 при напряжении питания ±15 В, смещением нулевого уровня не более 7,5 мВ при сопротивлении генератора 50 кОм. Входной ток компаратора — до 250 нА, при этом разность входных токов для двух его входов — не более 50 нА (для группы А — 100 и 10 нА).
Основная схема включения этого компаратора (рис. 4) содержит орган регулировки смещения нулевого уровня входного напряжения (R1), а также дает возможность осуществить правильное считывание выходного сигнала только во время отсутствия положительного строб-импульса, что способствует повышению помехоустойчивости устройств с компараторами.
Рис. 4. Схема включения микросхемы К554СА3А, Б
При наличии логической 1 на входе «Строб» выходной уровень компаратора становится высоким независимо от полярности разностного сигнала на входе, так как транзистор VT1 шунтирует одно из плеч дифференциального каскада. Когда стробирование не требуется, транзистор VT1 и связанные с ним элементы исключаются. Если же и регулировка нуля не требуется, то выводы 7, 8 оставляют неподключенными. Однако следует иметь в виду, что у рассматриваемого компаратора напряжения, как и у всех высокочастотных ОУ без цепей коррекции, имеется склонность к самовозбуждению, в данном случае — из-за паразитной обратной связи между выводом 9 и соседними выводами 7, 8 коррекции нулевого уровня. При трассировке схемы необходимо сделать все возможное для того, чтобы эти, цепи на плате были разнесены как можно дальше. Если выводы 7, 8 не используются, то лучше соединить их вместе, чтобы минимизировать эффект обратной связи. С резисторами Rl, R2 на рис. 4 тот же результат может быть получен при включении между выводами 7, 8 конденсатора емкостью 0,1 мкФ.
При подаче на компаратор К554СА3А (Б) сигналов от источников с малым внутренним сопротивлением целесообразно включить последовательно со входами компаратора резисторы для ограничения пикового тока на случай действия входных сигналов на компаратор с отключенным питанием, а также и при наличии питания, но с повышенными входными сигналами положительного или отрицательного напряжения источника питания. Конденсаторы с емкостью более 0,1 мкФ, подключенные к входным клеммам компаратора, также можно рассматривать как источники с малым внутренним импедансом, поэтому и от них входы следует отделить с помощью резисторов, так как заряженный конденсатор в случае резкого выключения питания сохраняет на входе большее напряжение, чем у источников питания.
На рис. 5 представлены характеристики нарастания и спада выходного сигнала при уровнях превышения входным сигналом опорного напряжения на 2—5—20 мВ для схемы включения нагрузки в цепь коллектора выходного транзистора микросхемы К554СА3А, Б. На рис. 6 аналогичные характеристики даны для случая, когда нагрузка включена в цепь эмиттера. При этом выходной транзистор не усиливает напряжения, и общий коэффициент усиления компаратора уменьшен, что приводит к затягиванию фронтов импульсов на выходе. Характеристики на рис. 5, 6 даны для нормальной окружающей температуры.
Рис. 5. Характеристики переключения микросхемы К554СА3А, Б с коллекторной нагрузкой на выходе:
а — схема включения; б —нарастание выходного сигнала; в — спад выходного сигнала
Рис. 6. Характеристики переключения микросхемы К554СА3А, Б с эмиттерной нагрузкой на выходе:
а — схема включения; б — нарастание выходного сигнала; в —спад выходного сигнала
Характеристику переключения компаратора К554СА3А (Б) можно улучшить, применяя схему соединения выводов по рис. 7. Скорость изменения выходного напряжения достигает значения 18 В/мкс вместо 7,0 В/мкс для типовой схемы включении, однако получается это ценой увеличения силы входного тока.
Рис. 7. Схема соединения выводов микросхемы К554СА3А, Б для увеличении скорости переключения
Особенности внутреннего строения сдвоенного компаратора К554СА1 поясняет рис. 8.
Выходы двух дифференциальных усилителей объединены в один общий, выполненный по схеме ИЛИ. Стробирование компараторов раздельное. Стабилитроны с номинальным напряжением 6,2 В необходимы для сдвига уровней напряжения на входных и выходных шинах. В отличие от компаратора К554СА1 компараторы, входящие в состав микросхемы КР597СА3, каждый имеет отдельный коллекторный выход. Оба выхода можно объединить по схеме ИЛИ с общей нагрузкой. Однако выводов стробирования последний компаратор не имеет.
Приведем примеры типичного использования компараторов.
Компараторы часто применяют в устройствах, где необходимо чувствовать момент, когда входной сигнал выходит из некоторой заданной области. Если эта область задана двумя уровнями напряжений, то удобно применить сдвоенный компаратор по схеме рис. 9.
Показанный двухпороговый дискриминатор является упрощенной разновидностью амплитудного анализатора импульсов. На оба компаратора поступает один и тот же сигнал Uвх. Компаратор DA1.1, включенный инверсно, сравнивает входной сигнал с опорным напряжением UА таким образом, что на его выходе будет логическая 1, когда Uвх
Дискриминатор по схеме рис. 9 не позволяет выявить, в какой зоне исследуемых входных напряжений находится случайный сигнал, попавший в заданную двумя порогами область («окно»). Такую возможность предоставляет более сложный дискриминатор по схеме рис. 10, имеющий несколько цифровых выходов.
Рис. 10. Амплитудный дискриминатор
Компаратор DA1 сравнивает входное напряжение с опорным Uoп; при изменении своего состояния он переключает двухполярный источник тока, собранный на ОУ DA3. Его выходной ток Iх, создавая на резисторе R2 падение напряжения того или иного знака, определяет текущее смещение нулевого уровня компаратора DA2. С номиналами питания ±5 В оно равно +(5*R2/R1) В при Uвх>Uоп или —(5*R2/R1) В При Uвx < Uoп, для принятых номиналов сопротивлений смещение составляет ±0,5 В. Таким образом, уровни переключения микросхемы DA2 будут равны: U1=Uоп+0,5 В и U2 = Uon— 0,5 В. Эти уровни определяют границы «окна», внутри которого напряжение Uoп расположено посередине. Логическую обработку выходных сигналов компараторов осуществляет цифровая микросхема DD1. В результате информация о мгновенной амплитуде входного сигнала представлена следующим образом:
Уровни логической 1 и логического 0 соответствуют + 5 В и —5 В.
Правильное состояние DA2 может быть установлено вслед за переключением микросхемы DA1 лишь после срабатывания элемента DA3. Чтобы уменьшить задержку времени, в качестве DA3 выбран быстродействующий операционный усилитель К574УД1А, а также осуществлена коррекция по его входу с помощью конденсатора С1. Статическую точность работы определяют допуски резисторов, смещения нулевых уровней входного напряжения компараторов и ОУ (их можно подстраивать), а также шунтирование резистором R5 выходного сопротивления компаратора DA1 (в состоянии логической 1 оно равно R6). Для уменьшения погрешности переключения источник входного сигнала должен быть низкоомным, способным выдерживать втекающий и вытекающий ток Iх без заметного изменения напряжения Uвх.
Рис. 11. Подключение элемента индикации Рис. 12. Компаратор с мощным выходом Рис. 13. Фотодиодный компаратор
Рис. 11 показывает, как подключить к компаратору светодиод VD1 для индикации состояния выхода или маломощную (до 50 мА) лампу накаливания. Мощный выход компаратора — ток нагрузки до 1 А — обеспечит устройство по схеме рис. 12, в котором диод VD1 необходим для демпфирования индуктивной нагрузки, подключаемой между +Еп и эмиттером транзистора VT1.
Схема точного фотодиодного компаратора представлена на рис. 13.
С помощью делителя R1R2 устанавливают величину обратного смещения фотодиода, а выбором R3 корректируют чувствительность к световому потоку.
Выделение и запоминание экстремальных значений сигналов осуществляют с помощью разнообразных пик-детекторов, которые можно создать на базе компараторов. На рис. 14 приведена схема пик-детектора для положительных напряжений, запоминаемых на конденсаторе С1, а на рис. 15 — для отрицательных. Высокая нагрузочная способность выходного транзистора микросхемы компаратора DA1 создает условия для быстрой подзарядки конденсатора С1 при превышении сигналом предыдущего экстремального значения, а дополнительный буферный усилитель DA2 отделяет схему запоминания напряжения от нагрузки.
Рис. 14. Пик-детектор положительных сигналов Рис. 15. Пик-детектор отрицательных сигналов
Большую группу устройств с компараторами составляют различные генераторы. На рис. 16, 17 приведены две схемы: автоколебательного мультивибратора на частоту 100 кГц для устройств на ТТЛ-элементах (допустимая нагрузка — два таких элемента) и кварцованного генератора прямоугольных импульсов на такую же частоту.
Рис. 16. Автоколебательный мультивибратор Рис. 17. Кварцованный автогенератор
Операция умножения частоты сигнала часто бывает необходима. Для импульсных сигналов используют, как правило, устройства на цифровых или цифро-аналоговых элементах. Умножение высокочастотных синусоидальных сигналов удобно выполнять с помощью нелинейных резонансных и других параметрических устройств. Обработку сигналов произвольной формы в диапазоне частот до 100 кГц осуществляют компараторами.
Рассмотрим схему удвоителя частоты на рис. 18, который выдает импульсную последовательность со скважностью Q = 2. Устройство построено на двух микросхемах.
Рис. 18. Удвоитель частоты:
а — принципиальная схема; б — процессы в удвоителе
DA1 — два компаратора в одном корпусе КР597СА3, DA2—два ОУ в одном корпусе К157УД2. Знакопеременный входной сигнал с постоянной или медленноменяющейся в пределах 2...8 скважностью превращается компаратором DA1.1 в последовательность однополярных импульсов с той же входной частотой — сигнал (1) на рис. 18,б, где выбран условно меандр. Интегрирующее звено на усилителе DA2.1 осуществляет задержку сигнала на 1/4 периода; его выходное пилообразное напряжение (2) поступает на усилитель-ограничитель DA2.2. Коэффициент усиления его — около 100, размах выходного напряжения определяет симметричный диодный ограничитель VD1, VD2. Большую часть времени DA2.2 пребывает в состоянии ограничения, пока токи от пилообразного напряжения через R5 и сигнала (3) с выхода DA2.2 остаются приблизительно равными. По мере приближения пилообразного напряжения к среднему нулевому значению ток в точке подключения инвертирующего входа усилителя DA2.2 стремится к нулю, а затем меняет свое направление на противоположное, что соответствует изменению полярности сигнала (3). Усилитель DA2.2 увеличивает примерно в 100 раз скорость нарастания пилообразного напряжения в точке переключения; он предназначен для улучшения динамических показателей работы компаратора DA1.2, который служит нуль-органом. В результате намного быстрее происходит изменение выходных уровней компаратора DA1.2, напряжения на входах которого в этот момент почти равны, а состояние неопределенно и чувствительно к помехам. Как следствие, существенно уменьшается дрожание фронтов сигнала (4) на выходе DA1.2, а также и выходного сигнала (5), который образуется двоичным сумматором на элементе DD1 типа «исключающее ИЛИ».
С помощью резистора R1 осуществляют подстройку скважности выходного сигнала удвоителя до значения Q=2. Параметры элементов C1, С2 выбирают в зависимости от частотного диапазона работы удвоителя. На рис. 18, а номиналы элементов указаны для входных сигналов с частотой 0,5...2,5 кГц. При выборе конденсатора С1 необходимо экспериментально проверить, не выходит ли сигнал (2) за пределы линейности амплитуды (ориентировочно ±3 В) на низшей частотной границе. Работа удвоителя проверялась до входной частоты 50 кГц.
Представленный удвоитель частоты можно упростить. Если входной сигнал — импульсный с оговоренной выше скважностью, то компаратор DA1.1 исключают. Если небольшое дрожание фронтов выходных импульсов (ориентировочно 2...3 мкс при длительности периода 1...2 мс) не имеет значения, усилитель DA2.2 также исключают, изменив на противоположное подсоединение входов DA1.2. Устройство может работать от одного источника питания +5 В, если применить, например, компараторы К554СА3 и ОУ К140УД14 с таким же питанием. Знакопеременный выходной сигнал удвоителя обеспечивает микросхема DD1 К561ЛП2 или К176ЛП2, выводы питания которой надо подключить к источникам +5 и —5 В, как и питающие выводы ОУ и компаратора К554СА3.
Делители частоты импульсных сигналов обычно строят с помощью счетчиков, в простейшем случае —двоичных на триггерах. Чтобы получить большой коэффициент деления, применяют многоразрядные счетчики с большим количеством триггеров. В случае отсутствия их радиолюбитель имеет возможность собрать простое устройство лишь с одним синхронным JK-триггером и компараторами, которое используют в качестве высокостабильного делителя частоты с коэффициентом деления Nмакс = 100 и более (рис. 19).
Рис. 19. Делитель частоты импульсов Рис. 20. Генератор ступенчатого напряжения, делитель частоты следования импульсов
На вход синхронизации триггера поступает последовательность импульсов. Пусть в момент времени to триггер находится в состоянии Q = l, Qинв = 0. Тогда диод VD1 закрыт, а конденсатор С1 заряжается через элементы R1 и VD2. Когда напряжение на верхней обкладке конденсатора достигнет +Uoп и превысит его, выходное напряжение компаратора DA1 увеличится до уровня логической 1, подготавливая по JK-входам триггер к смене состояния. Это произойдет в момент t1 с поступлением очередного входного импульса. Считаем, что, начиная с момента to, таких импульсов поступило несколько, например N1. После опрокидывания триггера закроется диод VD2, и конденсатор С1 начнет перезаряжаться через открывшийся диод VD1, выход триггера, источник питания +Еп и резистор R2. Вслед за этим на выходе микросхемы DA1 опять установится уровень логического 0, следовательно, поступающие на вход С триггера импульсы не изменят состояния его выходов. Такая ситуация продлится до того момента, пока напряжение на нижней обкладке конденсатора С1 не достигнет потенциала +Uon, что приведет к появлению на выходе
микросхемы DA2 уровня логической 1. Вслед за этим в момент t2 входной импульс опрокинет триггер. Далее процессы периодически повторяются. Таким образом, за один период смены состояний триггера, длящийся от to до t2, произойдет отсчет импульсов в количестве N = =2N1. Мы предполагаем, что R1 = R2 = R. Противофазные выходные сигналы снимаются с выводов 1, 2 триггера.
Для обеспечения устойчивой работы делителя частоты параметры его выбирают так, чтобы момент срабатывания компаратора оказался на одинаковом удалении по оси времени от (N1—1)-го и от N1-го импульсов. Тогда допустимая нестабильность интервала tк переключения компараторов может составлять половину периода Тс входных импульсов, точнее — не более 0,5 Тс. Это записывается следующим образом:
Отношение Uon/En легко стабилизировать с помощью резистивного делителя напряжения между +En и общим проводом питания; со средней точки делителя снимают напряжение +Uon. Входные токи компараторов должны быть существенно меньше выбранного тока делителя, а также тока, заряжающего конденсатор С1.
Нормальная работа делителя предполагает выполнение равенства
Если требования к величине n макс не являются высокими, компаратор DA2 можно исключить. При этом неинвертирующий вход DA1 соединяют с обкладками конденсатора С1 через диоды, подключая их анодами к конденсатору.
Схема еще, одного, устройства с компаратором приведена на рис. 20—это генератор ступенчатого напряжения, являющийся также делителем частоты. Интегратор входных импульсов стабильной амплитуды Uвх собран на ОУ с полевыми транзисторами (DA1). Дискретное приращение заряда на конденсаторе С2 происходит всякий раз, когда через конденсатор С1 и VD2 проходят положительные фронты входных импульсов (1). Необходимым условием нормальной работы является соотношение С1<С2, а также малая утечка или натекание заряда на конденсатор С2 под влиянием входного тока ОУ. В результате на выходе интегратора DA1 генерируется ступенчатое напряжение (2), причем амплитуда ступени меньше, чем Uвх. По мере увеличения числа ступеней выходное напряжение интегратора DA1 приближается по величине к опорному напряжению Uоп, которое удерживает компаратор DA2 в состоянии высокого потенциала на выходе, равного напряжению на стабилитроне VD3. При этом ключ VT1 закрыт. Когда ступенчатое напряжение превысит Uon, компаратор изменит свое состояние, в результате откроется ключ VT1 и разрядится конденсатор С2. Длительность открытого состояния транзистора VT1 определяет постоянная времени цепочки R1C3, вместе с которой компаратор DA2 образует ждущий мультивибратор. Надежная работа обеспечивается при соотношении
Импульс ждущего мультивибратора должен быть существенно короче периода Т входных импульсов, а периодичность импульсов (3) на выходе компаратора DA2 зависит от установленного коэффициента деления частоты, который можно оценить по формуле
Чтобы деление частоты было стабильным, не следует выбирать n более 10. На низких частотах работа устройства ухудшается из-за влияния входного трка микросхемы DA1, что в формуле для определения n отражает слагаемое 3,5 Т, установленное эмпирически.
Небольшое изменение рассмотренного делителя частоты преобразует такое устройство в дискриминатор длительности импульсов, показанный на рис. 21.
Рис. 21. Дискриминатор длительности импульсов Рис. 22. Ключевой усилитель мощности
Здесь входные положительные импульсы поступают на затвор ключевого транзистора VT1, причем во время действия пьедестала импульсов транзистор VT1 открыт, а конденсатор С1 разряжен. Если сопротивление открытого канала транзистора VT1 много меньше сопротивления резистора R1, напряжение на выходе усилителя DA1 близко к нулю, благодаря чему отрицательное напряжение Uоп удерживает компаратор DA2 в состоянии высокого потенциала на выходе. На время импульса tи ключ VT1 закрывается, а конденсатор С1 начинает заряжаться через резистор R1 от источника напряжения Uвх. В зависимости от величины tи выходное, напряжение микросхемы DA1 превзойдет уровень напряжения Uоn при соблюдении условия
tи > R1*C1*Uоп/Uвх
В этом случае компаратор DA2 изменит состояние своего выхода, выдавая отрицательный импульс. Таким образом, дискриминатор не реагирует на приходящие узкие импульсы, если за время паузы конденсатор С1 успевает полностью разрядиться через ключ VT1. Изменением напряжения Uвх устанавливают порог срабатывания устройства.
Компараторы применяют в различных ключевых устройствах. Здесь приведем одну схему ключевого усилителя мощности, выдающего в нагрузку знакопеременный прямоугольный выходной сигнал (рис. 22).
Отличительной особенностью является то, что интегрирующее действие цепочки R1C1, а также небольшой гистерезис, введенный с выхода на входы обоих компараторов по цепи положительной обратной связи через делитель
Рис. 23. Аналого-цифровой преобразователь напряжения:
а — блок-схема; б — процессы в преобразователе R3R4, способствуют устойчивому переключению выходных транзисторов в условиях импульсных помех при управлении от входного сигнала, отличающегося по форме от прямоугольного. Цепь отрицательной обратной связи через резистор R2 стабилизирует уровни переключения и, как следствие, вольт-секундную площадь полуволн выходного напряжения в условиях несимметричных питающих напряжений. Чтобы исключить переход ключевых транзисторов VT1 и VT2 в линейный режим в отсутствии управляющего входного сигнала, компараторы DA1, DA2 разбалансированы по выводам 8. Выходной ток усилителя — до 1 А, его можно увеличить с помощью составных выходных транзисторов.
Интегральные компараторы напряжения широко применяются в преобразователях аналог-код и код-аналог. Не имея возможности подробно обсуждать здесь этот,
вопрос, приведем описание блок-схемы преобразователя аналогового напряжения в цифровые импульсы, количество которых в течение тактового интервала пропорционально напряжению. Схема представлена на рис. 23.
Компаратор DA1 сравнивает входной сигнал Uвх с линейным пилообразным сигналом, представленным в виде напряжения U1. Вначале при Uвx>U1 выход компаратора будет на уровне логической 1. Через отрезок времени Т1 от начала преобразования оба сигнала на входах компаратора сравняются, и затем уровень на выходе компаратора DA1 упадет до логического 0. Продолжительность единичного состояния зависит, следовательно, от напряжения Uвх. Компаратор служит для преобразования напряжения Uвх в пропорциональный интервал времени Т1.
С того момента, когда пилообразный сигнал U1 начинает нарастать, на один из входов вентиля DD1 поступает сигнал UA с выхода генератора тактов. Совпадение сигналов UA и Uв отпирает вентиль DD1 и разрешает прохождение последовательности Uвых счетных импульсов. Число пропущенных через DD1 импульсов прямо пропорционально амплитуде напряжения Uвх. Далее эти импульсы подсчитываются двоично-десятичным счетчиком и через буферный регистр и дешифратор двоичного кода в позиционный подаются на индикатор. Типичный диапазон преобразования — три декады с погрешностью не хуже 1 %.
Время выборки сигнала Uвх зависит от периода тактового напряжения UA. Период должен быть достаточно длительным, чтобы пилообразное напряжение U1 могло возрасти от нуля до самого большого предполагаемого напряжения Uвх. Быстро изменяющиеся входные сигналы требуют большой скорости опроса. Когда время выборки становится очень коротким, аналого-цифровой преобразователь может не успеть зарегистрировать достаточное количество импульсов, с тем чтобы правильно определить входное напряжение.
Сигнал Uв с выхода компаратора DA1 часто используется в цифровых системах, поскольку его длительность прямо пропорциональна Uвх. Если необходим такой преобразователь аналогового напряжения в ширину импульса, то вентиль DD1 и генератор счетных импульсов можно исключить.
Помимо различных устройств с логическими вентилями, компараторы используют в усилителях сигналов цифровой магнитной записи, оптронных изоляторах цифровых устройств и других формирователях, где необходимо представление выходных сигналов в виде дискретных уровней напряжения.
Литература
1. Шило В. А. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре.— 2-е изд., перераб. и доп.— М.: Сов. радио, 1979.
2. Аналоговые интегральные схемы. Под ред. Дж. Коннели / Пер. с англ.— М.: Мир, 1977.
3. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника / Пер. с нем.—М. : Мир, 1983.
4. Якубовский С. В., Барканов Н. А., Кудряшов Б. П. / Под ред. Якубовского С. В. Аналоговые и цифровые интегральные схемы.— М.: Сов. радио, 1979.
|
