БЕСПОМЕХОВЫЙ РЕГУЛЯТОР МОЩНОСТИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПЛИТЫ

СХЕМЫ---->
СХЕМЫ БЫТОВОЙ ТЕХНИКИ статьи № 1-50

БЕСПОМЕХОВЫЙ РЕГУЛЯТОР МОЩНОСТИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПЛИТЫ

Е.Берер

В данной статье рассмотрены вопросы регулировки мощности электроплит, приведены рекомендации и схема, позволяющие улучшить эксплуатационные характеристики электроплит с одновременным повышением их надежности. Материал статьи может оказаться полезным для использования в ряде других сфер, например, для регулирования, в том числе, и автоматического, температуры жилых помещений, теплиц, работы гальванических установок. Электроплита в настоящее время настолько вошла в наш быт, что даже редкий выход из строя хотя бы одной из конфорок, а тем более духового шкафа, является для лучшей половины семьи трагедией.

Наиболее часто выходящими из строя элементами как отечественных, так и импортных электроплит являются нагревательные элементы (80%) и переключатели мощности (15%).

Конструкция нагревателей с переключаемой секционированной спиралью (именуемых в быту "блинами" из-за массивного чугунного диска) обуславливает значительную тепловую инерцию конфорки, что создает для пользователя определенные дополнительные неудобства.

Число переключаемых уровней мощности (всего пять) и нелинейная зависимость величины мощности от оцифровки переключателя также являются эксплуатационными недостатками существующих электроплит.

Приятным исключением являются конфорки с плавной установкой и автоматической регулировкой температуры, но пока это относится только к некоторым моделям импортных плит и, как правило, число таких конфорок в электроплите не превышает двух.

Герметичные электронагреватели (ТЭНы) имеют более высокую надежность, существенно меньшую тепловую инерцию, но требуют отличающихся от традиционных средств регулирования мощности. Рассмотрим более подробно вопросы регулирования мощностей порядка 1...2 кВт. Наиболее очевидным на сегодняшний день является ключевое регулирование с использованием широтно-импульсной модуляции (ШИМ), Суть его заключается в следующем. В качестве управляемого элемента — "ключа" — наилучшим образом могут использоваться полупроводниковые приборы — симисторы или тиристоры, специально разработанные для подобных целей, хотя возможно и использование мощных транзисторов.

Тиристор, иногда называемый управляемым диодом, работает следующим образом: если на аноде А тиристора напряжение положительно по отношению к катоду К (рис. 1, 2а), то тиристор перейдет в открытое состояние при условии, что напряжение на управляющем электроде У, формируемое устройством управления УУ, превысит напряжение на катоде на 1...2 В. После открывания тиристора действие управляющего электрода прекращается и закрывание тиристора произойдет только в том случае, если напряжение на аноде станет равным или меньше напряжения на катоде или если ток через тиристор станет меньше тока удержания Iуд, величина которого для разных типов тиристоров колеблется от 10 до 300 мА. Управление открыванием тиристора может производиться как постоянным током, так и короткими импульсами, в соответствии с диаграммой рис. 2б. Импульсный вариант управления предпочтительней как с точки зрения стабильности временного положения момента открывания тиристора, так и в плане величины мощности, необходимой для управления тиристором.

Закрывание тиристора происходит вблизи точки перехода напряжения на аноде тиристора через нулевое значение (точка Tn/2), Tn — период частоты сети (см. рис. 2а, в).

Форма напряжения на нагрузке показана на рис. 2в. Симистор, иногда называемый симметричным тиристором, работает аналогично, с той разницей, что при подаче положительного (по отношению к катоду) постоянного или импульсного управляющего напряжения (рис. 3 и 4а, б, в) симистор будет открываться при положительных полупериодах анодного напряжения, а при подаче отрицательного управляющего напряжения — в каждом полупериоде.

Сдвиг вправо положения точки toтк относительно точки перехода синусоиды сетевого напряжения через 0 (to) будет приводить к уменьшению времени открытого состояния ключа относительно времени периода Tn, и, соответственно, к уменьшению мощности, выделяющейся в сопротивлении нагрузки Rн(см. рис. 4в).

Меняя положение точки toтк от to до Tn/2, можно изменять мощность в нагрузке от 0 до 100%. И симистор, и тиристор представляют собой приборы с внутренней положительной обратной связью, благодаря чему процесс открывания, инициированный управляющим воздействием, далее развивается лавинообразно и со значительной скоростью. Для некоторых типов тиристоров фронт (время открывания) лежит в пределах 20...50 нс. Это обстоятельство и позволяет данным приборам при относительно небольших габаритах коммутировать значительные мощности, так как основная доля потерь, рассеиваемых в ключе, происходит во время перехода ключа из закрытого состояния в открытое. В то же время, как видно из диаграммы рис. 2в, амплитуда фронта при напряжении сети 220 В может достигать 310 В (Uм).

Известно, что любое периодическое несинусоидальное колебание (в том числе и показанное на рис. 2в) представляет собой спектр частот, т.е. сумму синусоидальных колебаний — гармоник, частоты которых в 2, 3, 4 и т.д. раз больше частоты исходного колебания (в нашем случае это 50 Гц), а амплитуды уменьшаются по различным, иногда достаточно сложным, законам. Приняв этот закон как линейно убывающий (что в нашем случае недалеко от истины), произведем грубую оценку амплитуд гармоник диаграммы рис. 2в для частот 200 кГц, 1 МГц, 5 МГц и 100 МГц, лежащих внутри ДВ, СВ, КВ и УКВ-диапазонов, по формуле: Uг=16Uф/F, (1)
где F — частота гармоники, Гц;
Uг — эффективное напряжение гармоники с частотой F, В;
Uф — максимальная амплитуда фронта на выходе ключа, В.

Приняв значение Uф=300 В, получаем для указанных выше частот следующие результаты:
200 кГц-25мВ
1 МГц-5 мВ
5 МГц-1 мВ
100 МГц-50 мкВ

Очевидно, что такие и даже значительно меньшие уровни помех серьезно нарушат работу практически любого радиоприемного устройства.
Эти значения напряжений гармоник могли бы быть замерены на выходе ключа, проводах от ключа к "блину" и переключателю мощности и на зажимах "блина" и переключателя. Тщательное экранирование этих цепей теоретически могло бы уменьшить уровни гармоник у антенн близко расположенных приемных устройств на 2...2,5 порядка, но, во-первых, тщательное экранирование само по себе достаточно сложная задача, во-вторых, излучателем помех являются все подходящие к ключу провода питающей сети, и, кроме трудностей экранирования заложен ных в стену проводов, необходим еще и широкополосный фильтр на большие токи, препятствующий проникновению помех в сеть.
Как часто бывает на практике, "лечение болезни" в данном случае гораздо дороже "профилактики". "Профилактикой", по определению, является борьба с причиной и, по возможности, полное или хотя бы достаточное подавление причины. Как видно из (1), напряжение гармоник прямо пропорционально амплитуде фронта, которая, в свою очередь (см. рис. 2в), зависит от удаления точки tотк от точки to. Следовательно, если производить подачу открывающего импульса в момент to, то амплитуда фронта и, соответственно, напряжения гармоник будут равны 0. И хотя на практике тиристор открывается лишь при токе I>Iуд, напряжение гармоник может быть уменьшено на 3...3,5 порядка. Коммутация переменного напряжения в момент перехода его через 0 широко применяется в формирователях сложных сигналов различных систем, если требуется жесткое ограничение полосы излучаемых системой частот.
Необходимое для решения нашей задачи регулирование мощности может быть достигнуто следующим образом, иллюстрируемым временной диаграммой рис. 5.

Если подавать на ключ напряжение, показанное на рис. 5а, и открывать ключ в начале 4-го, 5-го,... и N-го полупериодов питающей сети, то ток через нагрузку будет течь в течение N-3 из N полупериодов. Таким образом, мы реализуем ШИМ-регулирование на периоде Трег, состоящем из N полупериодов питающей сети, причем это регулирование не плавное, а дискретное. Увеличение N уменьшает относительную дискретность, улучшая "плавность" регулировки.

Такой вид регулировки пригоден для устройств, реагирующих только на среднюю мощность, для которых не имеет значения форма кривой и наличие постоянной составляющей. К ним относятся электронагревательные приборы, гальванические ванны, теплицы, работающие с освещением, электропривода с коллекторными двигателями.
Вероятно, данный регулятор может использоваться и для целей электросварки, но автор не имел возможности проверить это на практике и будет признателен уточнившим это предположение "по живому". Вид диаграммы рис. 5 зависит и от схемотехнического решения узла ключа. Варианты схемных решений и их диаграммы будут даны ниже.

Структурная схема устройства регулятора дана на рис. 6.

Формирователь счетных импульсов ФСИ формирует импульсы, передние фронты которых максимально приближены к точкам to переходов напряжения сети через 0. Счетные импульсы поступают на вход счетчика ":N", формирующего интервал Трег. Выходы ФСИ и счетчика соединены с формирователем ступенчатого напряжения ФСН, на выходе которого образуется напряжение, показанное на рис. 7. Это напряжение поступает на один из входов компаратора К, на другой вход которого подается пороговое напряжение Uп, снимаемое с резистивных делителей напряжения R0-R0', R1-R1'...RN-RN' через переключатель мощности В1. Каждому положению переключателя соответствует свое значение Uп.

Для ситуации, показанной на рис. 7, вершины импульсов 1, 2 и 3 находятся ниже уровня Uп и напряжение на выходе К равно 0. Вершины импульсов с 4 по N выше уровня Uп и на выходе К появятся импульсы с размахом от 0 до +Еп, расположенные на местах импульсов с 4 по N.
Эти импульсы через буферный каскад БК поступают на управляющий вход ключа КЛ, обеспечивая прохождение в нагрузку Rн нужного числа полупериодов питающей сети.
Число элементов, показанных на рис. 6 красным цветом, равно числу регулируемых каналов (например, числу конфорок электроплиты).
Перейдем к рассмотрению принципиальной схемы регулятора (рис. 8), особенностям и возможным вариантам реализации отдельных ее частей.

Из вышесказанного ясно, что узел формирования управляющих импульсов является определяющим в плане снижения уровня помех, возникающих при работе регулятора мощности. Основным узлом, задающим временное положение управляющего ключом импульса, является узел ФСИ.

Диоды D1 и D2 формируют диаграмму, аналогичную показанной на рис. 5а, но с амплитудой 10...20 В. Резистор R1 и диод D4 ограничивают напряжение на входе 4 компаратора DA2.1 (рис. 9а) до приемлемой для компаратора величины. На второй вход компаратора через делитель R2, R3 подается пороговое напряжение Uп1. Величина определяет длительность tи импульсов на выходе компаратора (рис. 9б),

а постоянная времени Т = R1 C1 определяет временной сдвиг импульсов относительно точки to. Инвертор на транзисторе VT1 преобразует выходные импульсы компаратора в счетные импульсы логического уровня, поступающие на вход 15 DD1 (":N"). Величина N выбрана равной 10 из следующих соображений:
-для реализации деления на 10 достаточно одной микросхемы;
-дискретность регулировки мощности (шаг = 10%) представляется более удобной и вполне приемлемой для большинства пользователей;
-число подбираемых при регулировке резисторов (10 — для В1 и 4 — для ФСН) приемлемо;
-недефицитные малогабаритные переключатели на 11 положений дают возможность реализовать 10 рабочих положений и положение "ОТКЛ".

При N=8 схема незначительно упрощается, но неудобен отсчет промежуточных значений (шаг=12,5%).
При N=16 или N=20 к вышесказанному добавляется проблема дефицитности и габаритов переключателей на 17 или 21 положение. ФСН собран на резистивной матрице R-2R-4R-8R (резисторы R9—R12), подключенной к выходам DD1. Использование "нормального" цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) в виде отдельной микросхемы возможно, но, на взгляд автора, излишне.
Сформированное на выходе матрицы ступенчато возрастающее напряжение через диод D6 стробируется выходными импульсами компаратора, в результате чего образуется диаграмма рис. 7. Сигнал с выхода матрицы поступает на инверсные входы компараторов DA3, а на прямые входы поступают напряжения с соответствующих переключателей. Конденсаторы С6—С9 служат для устранения импульсных помех, которые могут быть наведены на длинные провода от переключателей до входов компараторов.
Импульсы с выходов компараторов через буферные каскады поступают на управляющие входы мощных ключей.

Рассмотрим возможные варианты построения схем мощных ключей, а зависящие от них схемы буферных каскадов рассмотрим позже. Во-первых (по мнению автора), весьма желательна гальваническая развязка схемы управления от сетевого напряжения. Это резко упрощает как обеспечение безопасной эксплуатации регулятора, так и отладку или ремонт его. Развязка может быть реализована за счет использования импульсных трансформаторов или оптоэлектронных пар.

Во-вторых, в качестве собственно ключевого элемента с одинаковым успехом могут быть использованы:
1 — тиристор (рис. 1);
2 — симистор (рис. 3);
3 — два тиристора (рис. 10);
4 — тиристор и четыре силовых диода (рис. 11).

Вариант 1 пропускает один полупериод и может использоваться с нагрузками, мощность которых должна быть заведомо занижена, например, с нагревателем с номинальной мощностью 5 кВт при необходимости отбирать от сети мощность не более 1,5 кВт.

Варианты 2, 3 и 4 практически одинаковы и выбор конкретного варианта реализации определяется исключительно стоимостью элементов, возможностью их приобретения и требованиями к компактности устройства.

В каждом из приведенных вариантов может быть использован соответствующий биполярный или полевой транзистор, но мощность цепи управления, особенно для биполярных транзисторов, резко возрастает, равно как и потери ключа в открытом состоянии.

В приведенной на рис. 8 схеме применен вариант 3 с двумя оптотиристорами типа ТО125-12,5. Светодиоды оптотиристоров соединены последовательно и загораются одновременно, но включается тот оптотиристор, на аноде которого в данный момент имеется положительное напряжение. Та же схема буферного каскада обеспечивает управление и для других вариантов, имеющих один светодиод. Номиналы элементов буферного каскада даны для оптопар, у которых включение тиристора происходит при токе светодиода 75...100 мА. Для более мощных оптопар должна быть уменьшена величина токоограничительных резисторов R19, R21, R23 и R25, а транзисторы VT3,VT5,VT7 и VT9 типа КТ315 должны быть заменены соответственно на более мощные, например, КТ602. Восемь транзисторов буферного каскада (при 4-х каналах) могут быть заменены двумя транзисторными сборками типа 1НТ251.

Схема буферного каскада для управления обычными тиристорами или симисторами дана на рис. 12. Номера элементов даны для первого канала схемы рис. 8. В качестве развязывающих и одновременно согласующих могут быть использованы разделительные импульсные трасформаторы типа ТИМ с тремя обмотками с коэффициентом трансформации W1:W2:W3=5:1:1 или 3:1:1, например ТИМ159, ТИМ181, ТИМ201, ТИМ223 и др. Первичная обмотка подключается между коллектором выходного транзистора буферного каскада и токоограничительным резистором. Дополнительно вводится оксидный конденсатор С=100 мкФ 25 В.

Точка К при этом является общей для подключения концов первичных обмоток трансформаторов всех каналов и резисторы R21, R23 и R25 изымаются. Для вариантов 2, 3 и 4-го могут использоваться те же разделительные трансформаторы, что и в 1-м варианте или аналогичные с одной вторичной обмоткой, например ТИМ176, ТИМ198, ТИМ218 и др.

Данный регулятор может быть легко состыкован с такими сервисными устройствами, как таймер или терморегулятор, т.е. использован в качестве исполнительного устройства, включающего мощную нагрузку по сигналам внешних датчиков. Схема стыковки дана на рис. 13

для первого канала схемы рис. 8. Транзистор VTупр при подаче на резистор R1 напряжения 2... 5 В открывается и, закорачивая базу VT3 на землю, отключает нагрузку данного канала. Транзистор VTупр может быть размещен как в регуляторе, так и в сервисном устройстве (датчике). Вместо транзистора может быть использована контактная группа на ток 5...10 мА. Замыкание контактов отключает нагрузку данного канала.

Питание схемы производится следующим образом. Напряжение со средней точки вторичной обмотки трансформатора Тр1 подается на два двухполупериодных выпрямителя (диодный мост D3 или 4 диода), формирующих напряжения "+U" и "-U" (U=10...15 В). На выходе стабилизатора DA1 формируется напряжение +Еп=+5 В, питающее все микросхемы, а на стабилитроне D5 — напряжение — Еп = —4...—6 В, питающее компараторы. Потребление по цепи "+U" порядка 60 мА, а по цепи "—U" порядка 10 мА. Требования к стабильности напряжения "+Еп" невысокие, так как при его изменении и напряжение Uп и напряжение выхода резистивной матрицы изменятся одинаково. Поэтому стабилизатор "+Еп" может быть выполнен по любой, даже параметрической, схеме.

Перечень элементов, входящих в регулятор.